探討串聯(lián)諧振逆變器的控制方法

本文分析了移相PWM控制串聯(lián)諧振逆變器的實現(xiàn)。通過改變移相角來調(diào)節(jié)傳送給負(fù)載的功率，對功率MOSFET輸出電容的影響，提出了一種控制方案以確保功率器件在各種負(fù)載條件下實現(xiàn)ZVS，保證全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中MOSFET的柔性切換，使開關(guān)頻率緊密地跟隨諧振頻率，使逆變器工作在功率因數(shù)接近1的準(zhǔn)諧振狀態(tài)。本文闡明了一種控制策略，提出了在各種負(fù)載條件下獲得ZVS的實現(xiàn)方法。通過改變移相角進行輸出功率的調(diào)節(jié)，改變開關(guān)頻率去確保ZVS狀態(tài)。設(shè)計者可以依據(jù)負(fù)載的不同要求及不同的應(yīng)用場**用該控制方法。

　　1 移相控制串聯(lián)諧振逆變器工作原理

　　全橋架構(gòu)的串聯(lián)諧振逆變器如圖1所示。4個開關(guān)管S1～S4，分別以50%的占空比開通，其中S1及S4為基準(zhǔn)臂開關(guān)，S2及S3為移相臂開關(guān)，每個橋臂上的功率管以180°的相位差開通與關(guān)斷，兩個橋臂開關(guān)的驅(qū)動信號之間相差一個相位角φ，控制時序如圖2所示。使輸出的正負(fù)交替電壓之間插入一個箝位到零點的電壓值，這樣只要改變相位角φ就可以相應(yīng)改變輸出電壓的有效值，zui終達到調(diào)節(jié)輸出功率的目的。當(dāng)采用移相調(diào)功方法時，電路的工作頻率變化較小，具有良好的負(fù)載適應(yīng)性。特別是當(dāng)負(fù)載阻抗具有較高品質(zhì)因數(shù)時，其調(diào)功范圍內(nèi)頻率變化更小[1]。

　　圖1 串聯(lián)諧振逆變器主電路

　　當(dāng)工作頻率在諧振頻率之上，即負(fù)載呈現(xiàn)感性狀態(tài)，負(fù)載電流io落后于準(zhǔn)方波電壓vAB，如圖2所示。要實現(xiàn)功率管的零電壓開通，必須要有足夠的能量用來抽走將要開通的開關(guān)管的輸出電容上的電荷;并給同一橋臂要關(guān)斷的開關(guān)管的結(jié)電容充電。開關(guān)管輸出電容放電結(jié)束后二極管續(xù)流，此時給出驅(qū)動信號，開關(guān)管將在零電壓狀態(tài)開通。如果開關(guān)頻率緊跟諧振點頻率保持恒定，由于φ角的增大，負(fù)載電流在S3開通前變成正相，ZVS將不能實現(xiàn)。為了防止失去ZVS狀態(tài)，應(yīng)確保開關(guān)管輸出電容的*放電，所以控制器需要提高開關(guān)頻率，在S3開通前去獲得更大的負(fù)相負(fù)載電流。本系統(tǒng)利用了電路上的寄生元件，使得全橋架構(gòu)中的4個開關(guān)器件都能運行于零電壓切換，不僅降低了切換損失與開關(guān)應(yīng)力，也不象硬開關(guān)PWM那樣需要采用緩沖吸收電路[2]。

　　圖2 工作波形

　　2 移相控制串聯(lián)諧振逆變器的分析

　　系統(tǒng)的全橋架構(gòu)等效電路如圖3所示。由圖3可知下列關(guān)系的存在：

　　負(fù)載因數(shù)Q=

　　;

　　特征阻抗Zo=

　　;

　　諧振頻率ω0=

　　;

　　頻率標(biāo)么值ωn=

　　(ωs為開關(guān)頻率)。

　　圖3 等效電路

　　準(zhǔn)方波電壓vAB，近似正弦波的負(fù)載電流io。當(dāng)工作在諧振點之上，可獲得ZVS，槽路電流以一定的相位α落后于槽路電壓，如圖2所示。相位滯后可表示為

　　α=arg(Zin)=arctan

　　(1)

　　式中：Zin為輸入阻抗。

　　在槽路電壓為正，槽路電流為負(fù)的時刻，相差β是決定ZVS實現(xiàn)的基本要素。獲得ZVS的βmin的數(shù)學(xué)表達式可以從以下電量分析中得到：槽路電流必須足夠大，能使儲存在S3的能量qcoss釋放，且在β范圍內(nèi)提供給S4能量，應(yīng)當(dāng)注意qcoss也是Vin儲存在輸出電容Coss中的能量。根據(jù)這些電量之間的，βmin可由式(2)得到[3]。

　　βmin=arccos

　　(2)

　　式中：Ip為負(fù)載峰值電流。

　　所以實現(xiàn)ZVS所需的頻率是一個輸出電容電量與滿載電流之間的函數(shù);可獲得在失去ZVS狀態(tài)前所允許的zui大相移，如式(3)所示。

　　φmax=2(α-βmin)(3)

　　圖4給出了針對不同負(fù)載值關(guān)于頻率標(biāo)么值ωn的幾條φmax曲線。

　　圖4 不同負(fù)載下φmax與ωn的關(guān)系曲線

　　該曲線展示了假如使用理想開關(guān)器件Coss=0，即βmin=0時，對ZVS來講所允許的zui大相移。但對實際應(yīng)用來講，βmin大于零，φmax小于理想狀況。通過計算傳送給等效阻抗的功率可以得到輸出功率的表達式為

　　Pout=

　　Req(4)

　　標(biāo)稱輸出頻率表達式為

　　Pn=Pout

　　(5)

　　式(4)與式(5)聯(lián)立得

　　Pn=

　　Qcos2αcos2

　　(6)

　　對功率調(diào)節(jié)而言，Q值的大小與所允許的zui大相移大小相對應(yīng)。倘若期望的輸出功率由給定的功率要求所限定，為保證功率的恒定，在低Q值下工作時，所需的相移角就可能比φmax大，這樣將會失去ZVS狀態(tài)。為減小βmin，增大φmax，應(yīng)使環(huán)流能量盡量小，所以，開關(guān)頻率應(yīng)盡可能接近諧振頻率，在保證ZVS條件下，可以通過工作在比諧振頻率略高的頻率級別，即通過使負(fù)載工作在感性條件下來解決。

　　3 控制目標(biāo)及策略

　　本系統(tǒng)的控制目標(biāo)是，調(diào)節(jié)輸出功率，并在各種負(fù)載條件下保持ZVS。

　　對功率調(diào)節(jié)來講，如果對于各種負(fù)載條件下，βmin已知，一種利用開關(guān)頻率和移相的調(diào)功方法可以用式(1)、式(2)、式(3)和式(6)迭代后獲得。因此，本文提出了一種確保在各種負(fù)載條件下實現(xiàn)ZVS的控制策略，包含3種簡化控制實現(xiàn)的選擇，即固定β相位控制;固定β時間控制與隨峰值電流補償β時間控制。

　　zui簡單的實現(xiàn)方法是為適合于zui壞的負(fù)載狀況，即調(diào)節(jié)β為一個恒定的相位值βfixed。βfixed是保證ZVS狀況下，對負(fù)載變化范圍中所需要的βmin的zui大值，它可以通過式(2)獲得。在保證ZVS的zui低Q值處將產(chǎn)生βmin的zui大值，因為，此時槽路電流zui小。給定Pn，Q和βfixed，可通過式(1)、式(3)和式(6)迭代獲得ωn和φ。所選擇的Pn值應(yīng)當(dāng)是對于負(fù)載變化范圍中的zui大值，從而減小環(huán)流能量損失。較大的Pn值意味著開關(guān)頻率將緊隨諧振點頻率和較大的Zo。但這將導(dǎo)致大的開通率，并減小了次級電容峰值電壓，從而允許低電壓等級的次級電容的應(yīng)用。

　　分析表明，固定β時間的調(diào)節(jié)較之固定β相位調(diào)節(jié)只是稍稍改善了逆變器的功率因數(shù)。對于固定相位控制來講，α只是比固定時間控制略大。隨著負(fù)載參數(shù)的增大，對固定相位控制來講tβ增大，然而對于固定時間控制，tβ和預(yù)期一樣保持恒量。因此，固定時間控制對于tβ是理想的，即tβfixed=βfixed/ωn。把歸一化時間轉(zhuǎn)化為實際的時間時，tβ需要乘以

　　。選擇一個較高的Pn是為了得到更高的歸一化頻率。因為逆變器將進一步地工作在諧振點附近。在這種狀態(tài)下的控制策略將確保ZVS。

　　在此，我們選擇隨峰值電流補償β時間控制的方式。tβ不再被一個固定的時間值而是由變化的時間策略所控制。在這種實現(xiàn)方式下，隨著Q值的增大，槽路峰值電流Ip會隨之增大。對于更高的峰值電流tβ可能會減小，這個與負(fù)載峰值電流有的β可由式(2)體現(xiàn)。一個控制系統(tǒng)應(yīng)能實現(xiàn)隨著負(fù)載峰值電流的增大而自動減小tβfixed的初始值。控制根據(jù)式(7)來實現(xiàn)。

　　tβ=tβfixed-KIp(7)

　　式中：Ip為峰值電流;

　　K為增益。

　　圖5表示，當(dāng)固定Q值時，采用峰值電流補償控制，與固定時間或固定相位控制方法相比較，功率因數(shù)有了進一步的提高(α相對小)。

　　圖5 采用不同控制時